2024年6月5日发(作者：)
(19)中华人民共和国国家知识产权局
(12)发明专利说明书
(21)申请号 CN01104600.7
(22)申请日 2001.01.11
(71)申请人 汤姆森许可公司
地址 法国布洛涅斯迪克斯
(72)发明人 R·C·阿伦 G·纳斯 S·P·麦佩克 J·C·斯蒂芬斯
(74)专利代理机构 中国专利代理(香港)有限公司
代理人 张志醒
(51)
H02M3/22
H02M3/24
H02M3/338
(10)申请公布号 CN 1326260 A
(43)申请公布日 2001.12.12
权利要求说明书 说明书 幅图
(54)发明名称
具有同步功率转换的电源
(57)摘要
一个电源,在正常运行操作方式中运
行,并在待机备用过程,电源以操作的猝发方
式运行。例如,当用于启动打开电源请求命
令时,on/off控制信号应用到微处理器的输
入端。微处理器监视猝发方式周期的延迟
间隔的结束时刻,并产生同步控制信号,用于
打开开关。在延迟时刻结束后,开关立即打
开。打开的开关将运行方式负载耦连到电
源的滤波电容上。
法律状态
法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
权 利 要 求 说 明 书
1.一种开关方式电源，包括：
一个输出级，用于在待机备用操作方式期间，在正常运行操作方式中和在猝发方式
周期的第一部分产生输出电源脉冲，而在所述猝发方式周期的第二部分中，所述输
出电源脉冲被释放；
一种装置，用于产生控制信号，所述控制信号指示发生所述猝发方式周期的所述第
一和第二部分之一；
一个开/关信号源；及
一种开关，响应所述开/关信号和所述控制信号，并耦连到所述输出级，在操作的
所述待机备用和所述运行方式之间的转换期间，在猝发方式周期的预定时刻，选择
地导通运行方式负载电路。
2.根据权利要求1的电源，其中在操作的所述运行方式的整个过程中，所述开关将
所述输出级耦连到所述运行方式的负载电路中。
3.根据权利要求1的电源，其中所述输出级响应第一信号，第一信号指示所述输出
电源脉冲的幅值，当所述幅值在值的范围之内时，用于在相应延迟间隔之间，以所
述猝发方式产生所述输出电源脉冲，并当所述幅值在值的所述范围之外时，用于在
所述延迟间隔之外，以操作的所述运行方式产生所述输出电源脉冲。
4.根据权利要求1的电源，其中与所述控制信号同步，所述开关在转换过程中导通
所述运行方式电路。
5.根据权利要求1的电源，其中所述控制信号产生装置包括包络检测器。
6.根据权利要求1的电源，进一步包括滤波电容，其中所述输出级在所述滤波电容
中产生电流脉冲，用于产生滤波的输出电源电压，并且其中所述开关在所述运行方
式中，将所述滤波电容耦连到所述运行方式负载电路中，并且在所述待机备用过程
中，以猝发方式将所述电容与所述运行方式负载电路断开连接。
7.根据权利要求1的电源，其中在所述第二部分，只要所述输出电源脉冲被释放，
所述开关使所述运行方式负载电路与所述输出级断开连接，并且当开始产生所述输
出电源脉冲时，将所述运行方式负载电路耦连到所述输出级。
8.根据权利要求1的电源，其中在操作的所述待机备用方式中，所述输出级耦连到
待机备用方式负载电路上，用于导通所述待机备用方式负载电路。
9.根据权利要求1的电源进一步包括微处理器，微处理器响应所述开/关信号和所述
控制信号，用于产生开关控制信号，开关控制信号耦连到所述开关的控制端上。
说 明 书
本发明涉及的电源具有猝发操作方式和正常运行操作方式。
典型的开关方式电源(SMPS)包括开关晶体管，开关晶体管耦连到功率转换变压器
的原边绕组上，用于将输入电源电压周期性地供给原边绕组上。已知在正常运行操
作方式下，并且在待机备用操作方式下操作SMPS。在正常运行操作方式中，变压
器的副边绕组中以高频产生电流脉冲，并且电流脉冲被整流，周期性地补充滤波或
整流电容中的电荷。在电容中产生的输出电源电压被连接向负载供能。
在正常运行操作方式中，SMPS以连续方式操作。在待机备用备用操作方式中，希
望SMPS以猝发方式操作，来减少功率耗散。在猝发方式的给定周期内，高频电
流脉冲产生在变压器的绕组中。电流脉冲后面是相对长的间隔，这里称之为延迟时
间间隔(dead time interval)，它持续几毫秒的时间，其间不产生电流脉冲。
在微处理器中可以产生on/off(开/关)信号。微处理器参考一个电位，这个电位被称
为与主电源电压绝缘的冷接地电位。这样，SMPS的控制电路可以包括一个部分，
这部分不与主电源电压绝缘。变压器形成一个隔离屏障。
需要避免使用附加的隔离屏障，来将绝缘的微处理器的on/off控制信息，供给非绝
缘的SMPS控制电路中，实现在连续方式和猝发方式之间的转换。
先进型的SMPS是零电压转换SMPS。在零电压转换SMPS中，当晶体管的主电流
导电端之间的电压为零，来减小转换损失时，晶体管上的转换发生。在待机备用时，
需要以猝发方式操作零电压转换SMPS。
零电压转换SMPS实施了本发明的一个特定方案，在零电压转换SMPS中，通过
一个开关从滤波电容上断开运行方式负载，来启动待机备用方式。由此，运行方式
负载停止消耗负载电流。因为运行方式负载电路是不导通的，在工作周期内，
SMPS的反馈回路促使晶体管导通，其中工作周期实质比运行方式中的短。在晶体
管的连续转换周期中，在待机备用时，短的工作周期促使零电压转换SMPS以猝
发方式操作。
通过所述开关将运行方式负载耦连到滤波电容上，启动晶体管的操作，从猝发方式
转换到运行方式。增加的负载电流被感应，并且在晶体管中导致一个增加的工作周
期。增加的工作周期促使零电压转换SMPS在运行时以连续方式操作。这样，避
免使用附加的隔离屏障，在连续方式和猝发方式之间进行转换。
在待机备用方式中，可以使用滤波电容电压来导通微处理器。在从猝发方式到运行
方式操作的转换间隔期间，需要避免电容电压急剧减小。防止滤波电容的放电会避
免可能的故障。例如如果电源电压过度减小，微处理器可能停止操作。
用户可以通过例如遥控器装置，发出打开电源命令。将运行负载耦连到电容上的开
关如果被打开，在延迟时间间隔中，电容电压可能过度减小，这是因为没有产生电
流脉冲而致。
在实现一个本发明的方案的过程中，响应用户发出的打开电源命令，微处理器产生
同步的on/off控制信号，来打开开关。在延迟时间间隔结束后，与延迟时间间隔的
结束同步，开关立即打开，将运行方式负载耦连到滤波电容上。
在延迟时间间隔中，当不产生电流脉冲时，运行方式负载从滤波电容上断开连接。
这样，滤膜电容没有过度放电。结果是，在延迟时间间隔中电源电压没有减小。进
一步，在延迟时间间隔后立即产生的每个电流脉冲，补充滤膜电容中的电荷。
例如，假设第一次尝试时负载电流的增加，不足以禁止猝发方式的操作。在后面的
延迟时间间隔过程中，微处理器将促使开关关闭。结果，防止滤膜电容放电。第一
次尝试后，在延迟时间间隔结束时，微处理器促使开关在第二次尝试时打开。此时，
负载电流足够高，使猝发方式的操作停止，并开始连续运行方式。
实施本发明方案的一种开关方式电源，包括一个输出级，所述输出级用于在正常运
行操作方式中产生输出电源脉冲，并在待机备用备用操作方式下，在猝发方式周期
的第一部分产生输出电源脉冲。在猝发方式周期的第二部分，输出电源脉冲被禁止。
控制信号和on/off信号产生，其中控制信号指示猝发方式周期的第一和第二部分之
一发生。在操作的待机备用和运行方式之间的转换中，响应on/off信号和控制信号，
并且耦连到输出级的开关，在猝发方式周期的预定时刻，选择地导通运行方式负载
电路。
图1显示的电源实施了本发明的一个方案，在待机备用时，电源以猝发方式操作；
图2a、2b和2c显示的波形用于解释图1的电路在运行方式下的操作；
图3a和3b显示的波形用于解释图1的电路在待机备用时以猝发方式的操作；
图4a、4b和4c显示的波形用于解释图1的电路从猝发方式转换到正常运行操作方
式。
图1显示了一个调谐的SMPS100，它实施了本发明的一方案。在图1中，作为晶
体管开关而操作的N型金属氧化物半导体(MOS)功放晶体管Q3，使它的漏极通过
变压器T1的原边绕组L1，耦连到输入电源的接线端20上，输入电源为直流(DC)
电源RAW B+。变压器T1作为隔离变压器，用于提供热接地电位-冷接地电位
(hot ground-cold ground)的隔离屏障。电源RAW B+从例如滤波电容上得到，其中
滤波电容耦连到桥式整流器，而桥式整流器将主电源电压整流，主电源电压没有在
图中显示。
晶体管Q3的源极通过电流传感器或取样电阻R12，耦连到非隔离的热接地电位上。
阻尼二极管D6作为开关，并联到晶体管Q3上，并且阻尼二极管D6与晶体管Q3
包含在相同的包装容器中，形成双向开关22。电容C6并联到二极管D6上，并且
串联到绕组L1上，当开关22不导通时，电容C6与绕组L1的电感一起形成谐振
电路21。
变压器T1的副边绕组L2耦连到峰值整流二极管D8的阳极上，并且耦连到隔离的
冷接地电位上，用于在滤波电容C10中产生输出电压VOUT，其中滤波电容C10
耦连到二极端D8的阴极上。在正常运行操作方式中，电压VOUT通过串联的运行
负载开关401，耦连到运行负载电路302上。开关401由控制信号RUN/STBY控
制，控制信号RUN/STBY实施了本发明的方案，并且控制信号RUN/STBY由微处
理器412产生，用于在运行方式中将开关401保持在打开状态。
误差放大器23响应电压VOUT和参考电压VREF。光耦连器IC1包括发光二极管。
光耦连器IC1的晶体管发射极，通过电阻R4耦连到负的DC电压V3上。光耦连
器IC1的晶体管集电极，耦连到电容C3上。光耦连器IC1用于隔离。当电压
VOUT比参考电压VREF大时，光耦连器IC1的误差集电极电流IE指示它们之间
的量，以及它们之间相差的量。
比较器晶体管Q2具有基极，基极通过电阻R11，耦连到晶体管Q3的源极与电流
传感器电阻R12之间的连接点上。晶体管Q2将它的基极电压VBQ2与误差电压
VEQ2比较，其中误差电压VEQ2在晶体管Q2的发射极形成。电压VBQ2包括的
第一部分与晶体管Q3中的源极-漏极电流ID成比例。DC电压V2通过电阻R6耦
连到晶体管Q2的基极上，来形成电压VBQ2的第二部分，这部分电压形成在电阻
R11的两端。
DC电压V2还通过电阻R5耦连到反馈滤波电路上，来形成电流源，对电容C3充
电，其中反馈滤波电路由电容C3形成。误差电流IE耦连到电容C3上，用于对电
容C3放电。二极管D5耦连到晶体管Q2的发射极和地线之间。二极管D5将电压
VEQ2限制在二极管D5的正向电压上，并且限制晶体管Q3中的最大电流。
晶体管Q2的集电极耦连到晶体管Q1的基极上，并且晶体管Q1的集电极耦连到
晶体管Q2的基极上，来形成正回授开关31。晶体管Q3的控制电压VG在晶体管
Q1的发射极形成，晶体管Q1的发射极形成正回授开关31的输出端，并且晶体管
Q1的发射极通过电阻R10耦连到晶体管Q3的栅极上。
变压器T1的副边绕组L3通过电阻R9耦连，用于产生交流(AC)电压V1。电压V1
通过电容C4和电阻R8，交流耦连到晶体管Q1的发射极上，来产生晶体管Q3的
驱动电压。交流耦连的电压VG通过集电极电阻R7耦连到晶体管Q2的集电极和
晶体管Q1的基极上。电压V1还通过二极管D2整流，来产生电压V3，并且通过
二极管D3整流，来产生电压V2。
当电源RAW B+打开时，电阻R3使电容C4充电，其中电阻R3耦连到电源
RAW B+的源极与电容C4的接线端之间，电容C4远离绕组L3。当晶体管Q3的
栅极上的电压VG超过MOS晶体管Q3的临界电压时，晶体管Q3导通，促使晶体
管Q3的漏极电压VD减小。结果，电压V1变为正值，并且电压VG增强，以正
反馈方式保持晶体管Q3完全打开。
图2a-2c显示的波形，对于解释图1中调谐的SMPS的操作是有用的。图1和图
2a-2c中相似的符号和数字指示相似的项目或功能。
在图2c中，在给定周期T的间隔t0-t10期间，图1中导通的晶体管Q3的电流ID
上升。结果，在绕组L1中，电流IL1的相应非谐振电流脉冲部分上升，并且以磁
能的形式存储在电感中，其中电感与变压器T1的绕组L1相关联。在图2c的时刻
t10，图1的电压VBQ2，包括从电阻R12两端的电压中得到的上升部分，电压
VBQ2超过正回授开关31的触发电平，用于打开晶体管Q2，其中触发电平由电压
VEQ2确定。电流在晶体管Q1的基极中流动。这样，正回授开关31在晶体管Q3
的栅极上应用低阻抗。结果，图2a中的栅极电压VG减小到接近零伏特的水平上，
并且截止图1的晶体管Q3。当晶体管Q3截止时，图2b中的漏极电压VD增加，
并且促使图1中的电压V1减小，其中电压V1从绕组L3中获得。存储在栅极-源
极电容CG中的电荷保持锁住方式操作，直到图2a的时刻t20为止。
需要一定的电压才能保持图1中足够的集电极电流，当电压VG变得小于这个电压
时，晶体管Q2基极的正向导通停止，结果，正回授开关31的锁住操作方式被释
放。然后，继续减小的电压V1，促使图2a的电压VG的负相部分40，将图1的晶
体管Q3保持在截止状态。
当晶体管Q3关闭时，在图2b的间隔t10-t20中，漏极电压VD如所示增加。图1
的电容C6限制电压VD增加的比例，在电压VD精确地增供给零电压以上之前，
使晶体管Q3完全不导通。由此，转换损失和发射的转换噪声减小。在图2b的间
隔t10-t30中，当图1的晶体管Q3关闭时，包括电容C6和绕组L1的谐振电路21
振荡。电容C6限制电压VD的峰值电平。这样，不需要缓冲器二极管和电阻，使
效率增加并且转换噪声减小。
在图2b的时刻t30之前，电压VD的减小促使图1的电压V1变为正电压。在图2b
的时刻t30，电压VD接近于零伏特并且为负值，促使图1的阻尼二极管D6打开，
并且将图2b中的电压VD箝制在大约零伏特的水平上。这样，图1中的谐振电路
21显示了振荡的半个周期。在图2b的时刻t30后，因为前述图1中电压V1的极
性改变，图2a的电压VG增加为正值。
后面晶体管Q3的打开延迟一个延迟时间，直到图2b中的时刻t30以后为止，在时
刻t30，电压VD变为接近于零伏特的水平，延迟时间由电阻R8和栅极电容CG的
时间常数决定。这样，导致最小的打开损失，并且转换噪声减小。
通过改变滤波电容C3的电压VEQ2，实现电压VOUT的负反馈控制。当电压
VOUT大于电压VREF时，电流IE使电容C3放电，并且减小电压VEQ2。这样，
比较器晶体管Q2的临界电平减小。结果，晶体管Q3中电流ID的峰值减小，并且
传送给负载电路的功率减小，其中负载电路没有画出。另一方案，当电压VOUT
小于电压VREF时，电流IE为零，并且电阻R5中的电流使电压VEQ2增加。结
果，晶体管Q3中电流ID的峰值增加，并且传送给负载电路的功率增加，其中负
载电路没有画出。这样，晶体管Q3的控制电路根据电压VEQ2，提供晶体管Q3
中电流ID的工作周期调制，其中控制电路包括正回授开关31。
调谐的SMPS100根据电流-脉冲控制的电流脉冲，以电流方式控制而操作。在图
2c的间隔t0-t10期间，电流ID的电流脉冲在图1的晶体管Q3中流动，当到达图1
中晶体管Q2的临界电平时，电流脉冲在图2c的时刻t10结束，其中图1中晶体管
Q2的临界电平由电压VEQ2确定，并且通过误差电流IE建立，形成误差信号。误
差信号实际控制电流ID的电流脉冲的峰值电流，其中电流ID在绕组L1的电感中
流动。控制电路以正反馈的方式立即修正，用于输入电压B+的电压变化，而不使
用误差放电器23的动态范围。以这种方式，可以得到电流方式控制的优点和调谐
的SMPS的优点。
图3a和3b显示了图1中电压V30在接线端30的波形，这对解释SMPS100在待机
备用时以猝发方式操作是有用的。当晶体管Q3打开时，电压V30大约等于栅极电
压VG，栅极电压VG控制晶体管Q3。当图1的晶体管Q3中发生转换操作时，在
图3a的猝发方式周期tA-tC中，图3b中电压V30的波形包括的时间，超过活动间
隔tA和tB。在相对长的延迟间隔tB-tC内，在图1的晶体管Q3中没有发生转换周
期。在图1、2a、2b、2c、3a和3b中相似的符号和数字，指示相似的项目或功能。
在图3b中的时刻tA结束的延迟间隔内，图1的电容C4通过电阻R3以上升的方
式充电，来形成正电压VC4，充电的速率由R3和C4的时间常数决定。在时刻tA，
正电压V30到达图1中晶体管Q3的临界电平上。结果，在晶体管Q3中产生高频
转换周期。在间隔tA-tB期间，图3b中电压V30的正峰值电压V30PEAK，超过图
1中晶体管Q3的临界电平。这样，高频转换周期在晶体管Q3中继续。在晶体管
Q3的每个转换周期中，如前所述，晶体管Q1打开。这样，电容C4被轻微放电。
晶体管Q1的放电电流超过电阻R3的充电电流。这样，电压VC4下降。在趋于减
小图3b中正峰值电压V30PEAK的方向上，电压VC4的电平改变电压V1。在时
刻tAB，正峰值电压V30PEAK减小到一个值，这个值小于图1中晶体管Q3的临
界电平。晶体管Q3中的转换操作在时刻tB停止，并且接着是下一个延迟间隔tB-
tC。从图3a的时刻tB到时刻tC，如前面所述，电容C4通过电阻R3充电。
例如，当用户通过遥控器装置，启动电源关闭请求命令时，其中遥控器装置未画出，
控制信号ON/OFF应用到微处理器412的输入端412a上。图1的微处理器412产
生低电平状态下的控制信号RUN/STBY，用于关闭运行负载开关401。关闭的开关
401将图1的运行方式负载电路302从滤波电容C10上断开连接，用于启动并保持
操作的待机备用状态的猝发方式。由此，负载电路302被关闭，并且负载电路302
中的负载电流IL2停止。另一方案，耦连到电容C10上的负载电路303，在待机备
用方式中包括导通的级。
当负载电路302断开连接时，电容C10的充电电流IDOUT3小。因为当负载电路
302关闭时，图1中电容C10的充电电流IDOUT3小，在实质短于运行方式的工作
周期内，反馈回路促使晶体管Q3导通。在晶体管Q3的连续转换周期内，短的工
作周期促使SMPS100在待机备用中，以猝发方式操作。
如前面所述，SMPS100包括运行方式下的零电压转换特征，和待机备用方式下的
猝发方式特征。两个特征都利用了SMPS100的自振方案。
根据需要延迟间隔tB-tC的长度，选择电阻R3和电容C4的值。选择电阻R8的值，
用于保证以猝发方式操作。如果电阻R8的值太大，晶体管Q1中的放电电流会太
小，并且图3b中电压V30的峰值电压V30PEAK将不减小，而低于图1的晶体管
Q3的临界电平。通过选择电阻R8的足够小的值，当短的工作周期产生在晶体管
Q3的连续转换周期中时，保证猝发方式操作。
图4a、4b和4c显示的波形，对解释图1的SMPS100从待机备用方式转换到运行
方式是有用的。在图1、2a、2b、2c、3a、3b、4a、4b和4c中相似的符号和数字，
指示相似的项目或功能。在给定的猝发方式周期t1-t3中，在图4c的猝发部分t1-t2
期间，图1中的绕组L2中产生的脉冲407，在包络检测器402中被整流，用于在
图1的电容405中形成包络检测的脉冲信号408。包括检测器402包括电阻403，
电阻403耦连到变压器T1的绕组L2的部分，与整流二极管404的阳极之间。整
流二极管404的阴极耦连到滤波电容405上，电容405与电阻406并联。在绕组
L2中形成的脉冲在二极管404中整流，用于在电容405中形成包络检测的信号408。
信号408通过分压器耦连到微处理器412上，其中分压器包括电阻409和电阻410。
在待机备用方式下，并在转换到运行方式的过程中，图4c显示了信号408的波形。
到运行方式的转换在时刻t3开始。在延迟间隔t2-t3之外，脉冲信号408形成逻辑
高电平。在延迟间隔t2-t3期间，图1的猝发方式脉冲407消失，而图4c的信号
408在逻辑低电平上。
例如，当用户通过遥控器装置，启动电源打开请求命令时，其中遥控器装置未画出，
适当状态的控制信号ON/OFF应用到微处理器412的输入端412a上。在延迟间隔
t2-t3期间，在关于图4c的信号408的非同步时刻，例如在图4b的时刻t8，图4b
控制信号ON/OFF可以发生。结果，图1的微处理器412开始搜索包络检测的信号
408从低电平-高电平的转换，在图4c的时刻t3发生。在图4c的时刻t3后，图1
的微处理器412立即产生高电平状态的同步控制信号RUN/STBY，用于打开开关
401。应该理解同步控制信号RUN/STBY的产生，可以通过使用专用的逻辑电路而
交替地完成，其中专用的逻辑电路响应包络检测的信号408和控制信号ON/OFF。
可以使用这样的硬件解决方法，来代替在微处理器412的程序控制下，产生信号
RUN/STBY。
在实现本发明的方案时，开关401打开，用于在图4c中的延迟间隔t2-t3的结束时
刻t3后，立即将图1的运行方式电路302耦连到滤波电容C10上。在延迟间隔部
分t8-t3，当不产生图1的电流脉冲IDOUT3时，运行方式负载电路302不能使电
容C10放电。这样，在图4a的间隔t8-t3期间，图1的输出电源电压VOUT不减
小。相反，在图4b的间隔t8-t3内，由于图1的开关401打开，因为图1的电流脉
冲IDOUT3消失，如图4a中的虚线222所示，图4a的电压VOUT急剧减小。在
图4a-4c的延迟间隔t2-t3后立即发生的每个电流脉冲IDOUT3，补充图1的电容
C10。由此实现电源启动。
例如，假设在图4c的时刻t4，猝发方式部分中的负载电流IL2的幅值，在包络检
测的信号408的低电平-高电平转换408U发生后，足以释放猝发方式操作。结果，
包络检测的信号408的低电平-高电平转换408D发生，并且随后是另一个猝发方式
的周期。
在实现本发明的进一步方案时，微处理器412在图4c的时刻t4后面的延迟间隔期
间，将促使开关401关闭，这个延迟间隔未画出。结果，避免图1的滤波电容C10
放电。在图4c的时刻t4后面，延迟间隔结束时(这个延迟间隔未画出)，当后面包
络的检测信号408的低电平-高电平转换408U发生时(这个转换未画出)，图1的负
载电流IL2的幅值足以释放猝发方式的操作。结果，SMPS100继续以连续运行方
式操作。由此，实现第二次启动的尝试。
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